Интернет-журнал "Домашняя лаборатория", 2008 №6

Радиоэлектронные устройства (часть книги)

Б.И.Горошков

Возможность изменения характеристик радиоэлементов с помощью электронных схем дает возможность расширить диапазон применения этих элементов. Например, включение конденсатора постоянной емкости в цепь 0 °C усилителя позволяет получить эквивалентную емкость конденсатора, в коэффициент усиления раз превышающую емкость конденсатора. При регулируемом коэффициенте усиления можно создать эквивалент конденсатора переменной емкости с такой максимальной емкостью, которую практически невозможно получить у конденсатора. С помощью транзисторных схем можно изменять не только емкость конденсаторов, но и сопротивление резисторов. Этому вопросу уделяется большое внимание в микроэлектронике, поскольку технологические ограничения препятствуют изготовлению элементов с большими номиналами. Для получения эквивалентных конденсаторов и резисторов применяют транзисторные схемы. Индуктивные же элементы моделируются схемами на ОУ. Одна из таких схем — гиратор превращает емкость конденсатора в индуктивность. Вопросу преобразования реактивных элементов в периодике уделяется большое внимание. Одним из вопросов, решаемых электронными схемами, является создание потенциометров, управляемых дистанционно с помощью постоянно го напряжения. В качестве управляющих элементов в таких схемах применяют биполярные и полевые транзисторы.

1. РЕЗИСТОРНЫЕ МОСТЫ

Декада магазина сопротивлений на четырех резисторах.

Декада состоит из четырех резисторов трех номиналов. На основе декады можно создать магазин сопротивлений со ступенью в 1 Ом. Число ступеней 10. Для получения ступени магазина в 10 Ом необходимо применить резисторы сопротивлением 10, 20, 40 Ом (рис. 2.1).

Декадный магазин сопротивлений.

Схема магазина сопротивлений имеет шесть резисторов по 2 Ом (рис. 2.2). Декада имеет десять ступеней по 1 Ом. Для получения декады со ступенью в 10 Ом необходимо применить резисторы по 20 Ом. Получение ступени в 100 Ом требует резисторов сопротивлением 200 Ом.

Резисторные мосты.

Мостовая схема имеет вход, не связанный с общей шиной, и аналогичный выход. Для включения ее в общую электронную схему необходим незаземленный источник питания постоянного или переменного тока. На рис. 2.3,а приведена простая мостовая схема. Выходное напряжение моста при малых изменениях сопротивлений плеч определяется формулой

U_вых = (U_вх/4)∙Δr,

где Δr = (ΔR₁/R₁ — ΔR₂/R₂ + ΔR₃/R₃ — ΔR₄/R₄).

Ток в диагонали моста равен Io = (U_вx/4R)Δr, где сопротивление диагонали моста

R = (R₁ + R₄)∙(R₂ + R₃)/(R₁ + R₂ + R₃ + R₄)

На рис. 2.3,б приведена схема двойного моста, для которого

U_вых = (U_вх/16)∙(ΔR₁/R₁ — ΔR₂/R₂ + ΔR₃/R₃ — ΔR₄/R₄)∙)∙(ΔR₇/R₇ — ΔR₅/R₅ + ΔR₆/R₆ — ΔR₈/R₈)

при (R₅ — R₆) >(R₁ — R₄)

Схема моста с ОУ приведена на рис. 2.3, в. При R₁ = R₃, R₂ = R₄, K = ΔR₄/(R₃ + R₄)

На рис. 2.3,г показано включение моста ка входе ОУ. Выходное напряжение определяется U_вых = (R₅/R)∙t₀ при R₅ > R и R₅ = R_в. Для разных плеч моста усилитель имеет разное входное сопротивление. В этой схеме необходимо иметь попарную регулировку резисторов.

На рис. 2.3,д показана схема, где регулировка резисторов отсутствует. Однако этот мост должен иметь незаземленный входной источник. Выходное напряжение U_вых = (1 + R₅/R₄)∙U_м, где U_м — напряжение моста. Он может регулироваться в широких пределах. Значительно большие возможности у схемы рис. 2.3,е. Эта схема имеет большое входное сопротивление. Коэффициент передачи определяется выражением К = 1 + (R₅ + R₁)/R₆. Его можно регулировать в широких пределах. При R₃ = R₁₁ и R₉ = R₁₀ ОУ DAB имеет коэффициент усиления, разный единице. Этот усилитель объединяет выходы предыдущих усилителей.

Резисторный мост в цепи ОС усилителя.

Уравновешенный мост, изображенный на рис. 2.4,а, имеет большую нелинейность при значительном отклонении сопротивления одного из резисторов от сопротивления другого. Так,

или U₁₂ = 0,25∙Еа[1 — а/2 + а²/4 —…], где a = ΔR/R. Зависимость проиллюстрирована кривой 2 на графике рис. 2 4,в.

При включении моста в цепь 0 °C (рис. 2.4,б) изменение выходного сигнала от изменения сопротивления резистора определяется линейной зависимостью U_вых = — (ΔR/2R)E. Эта зависимость показана прямой 2 на рис. 2.4,в.

Линейный мост с ОУ.

Схема моста показана на рис. 2/5. Для получения линейной зависимости выходного сигнала от изменения сопротивления резистора моста, который собран на R1-R4, применяется 0 °C. Эта связь осуществляется первым усилителем, выходной сигнал которого меняет ток, протекающий по цепи R1, R2. Уравнение для первого ОУ:

U_вых1/Е = R2/R1 — (R2 + R1) R4/(R3 + R4)R1 при R3 = R4∙Uвых/E = [R2/R1 — 1]/2.

Отсюда следует, что U_вых прямо пропорционально изменению R2.

Для второго ОУ (DA2) необходимо иметь на выходе нуль при коэффициенте усиления K = R₆/R₅. Для этого следует выполнить условие E/U_вых = R₆/R₅. Тогда 2/K = (R₂/R1) — 1 или R1 = R₂K/(К + 2).

Погрешности измерительного моста.

Для питания моста используется выходное напряжение интегральной микросхемы. Измерительным элементом является резистор R5. При изменении сопротивления резистора R5 происходит рассогласование моста. Напряжение рассогласования усиливается интегральной микросхемой и вновь подается на мост. Эта цепь является цепью 0 °C. Чувствительность схемы зависит от коэффициента усиления усилителя и его входных токов. С учетом коэффициента усиления усилителя баланс места возможен при сопротивлении резистора R5, определяемом следующим выражением:

где R'₅ = R₁(R₆ + R₄α)/[R₂ + R₄(1 — α)]; α — коэффициент подстройки резистора R₄, изменяемый от 0 до 1.

Для ОУ К153УД1 с К = 2*10⁴ отклонение R5 от R'₆ будет составлять 0,02 %. Влияние разности входного тока усилителя можно оценить выражением

поскольку выполняется условие равенства сопротивлений на входах ОУ, то

В связи с тем, что на входах схемы стоят резисторы с сопротивлением меньше 1 кОм, то при разностном токе 0,3 мкА погрешность будет менее 0,1 %. Для стабилизации работы ОУ к нему необходимо подключить следующие элементы: между выводами 5 и 6 С = 220 пФ, между 1 и 8 — последовательную цепочку К = 1,5 кОм, С = 100 пФ. Описанная схема представлена на рис. 2.6.

Неуравновешенный мост.

В уравновешенных мостах выходное напряжение при изменении сопротивлений плеч является нелинейной зависимостью. Для уравновешивания моста необходимо поддерживать постоянным ток через резисторы R₃-R₅. Тогда U_aб = ΔRR2/(R1 + R2) = KΔR. Стабилизация тока осуществляется посредством сигналов рассогласования ОУ. К выходу усилителя подключен эмиттерный повторитель, который обеспечивает необходимый ток моста (рис. 2.7).

2. ПОТЕНЦИОМЕТРЫ

Каскадное включение потенциометров.

При каскадном включении нескольких потенциометров приходится уделять внимание влиянию одного потенциометра на другой. Транзисторная схема включения потенциометров позволяет избавиться от этого влияния. С помощью цепочки VD1, К3 в базе транзистора (рис. 2.8) устанавливается определенный потенциал, который влияет на протекающий через транзистор ток.

Точное значение коллекторного тока устанавливается потенциометром R1. Максимальное значение этого тока определяется резистором R2. Для указанных на схеме номиналов резисторов максимальный ток равен 10 мА, а минимальный ток — 1 мА. При максимальном токе напряжение в коллекторе равно 10 В, а при минимальном токе — 1 В. В результате на потенциометре R5 напряжение меняется от 0,1 до 1 В. Выходное напряжение схемы стабилизировано и не зависит от номинала входного источника питания, если оно превышает 15 В.

Потенциометр с квадратичной характеристикой.

Выходное напряжение, которое снимается с потенциометра, изменяется по квадратичному закону в зависимости от угла поворота подвижного контакта. Напряжение меняется от 0,16 до 8,5 В. Точность установки выходного напряжения выше 1 % (рис. 2.9).

Сопротивление полевого транзистора.

Сопротивление полевого транзистора меняется в зависимости от напряжения на затворе. Вид функции f_c = f(U_cn) показан на рис. 2.10,а. Эта зависимость нелинейна. Включение двух резисторов в цепь ОС выравнивает характеристики полевого транзистора (ряс. 2.10,б). Сопротивления используемых резисторов зависят от типа полевого транзистора.

Мостовой управляемый резистор.

При включении полевого транзистора в мостовую схему реализуется линейное изменение проводимости цепи от управляющего напряжения. Динамический диапазон изменения проводимости равен 20 при максимальном уровне нелинейных искажений менее 1 % (рис. 2.11).

Управляемый резистор.

Для получения линейного участка изменения сопротивления полевого транзистора применяют ОС В схеме на рис. 2.12,а цепь ОС выполнена на резисторах R1 и R2. С помощью этой связи реализуется линейная зависимость тока, протекающего через транзистор, от напряжения на стоке. Графики представлены на рис. 2.12,б. Проводимость полевого транзистора меняется в зависимости от управляющего напряжения на затворе в соответствии с графиком на рис. 2.12, г. Для уменьшения тока, протекающего по цепи управления, в схеме на рис. 2.12,в применен ОУ. С помощью ОУ можно значительно уменьшить управляющие напряжения при том же диапазоне изменения проводимости полевого транзистора.

Управляемый делитель.

В качестве переменного сопротивления в делителях напряжения можно применить полевой транзистор (рис. 2.13,а). Минимальное сопротивление транзистора определяется его крутизной Ro = 1fS. Характер изменения сопротивления полевого транзистора изображен на рис. 2.13,б. На рис. 2.13,в показаны характеристики изменения сопротивления для различных транзисторов серии КП103 в зависимости от напряжения между затвором и истоком.

Если на управляющий вход подать переменный сигнал, а на вход — постоянный, то выходной переменный сигнал пропорционален постоянному сигналу.

3. АТТЕНЮАТОРЫ

Высокочастотный аттенюатор.

Волновое сопротивление аттенюатора 75 Ом. Он построен на резисторной матрице (рис. 2.14), которая имеет постоянное выходное сопротивление независимо от положения переключателя. Аттенюатор рассчитан на максимальное ослабление сигнала 50 дБ. Максимальное затухание можно увеличить, подключая аналогичные звенья.

Комбинированный аттенюатор.

Коэффициенты передачи аттенюаторов определяются выражениями: для схемы (рис. 2.15,a) U_вых/U_вх = R_z/(R₁ + R_z) (передаточные характеристики показаны на рис. 2.15,в — кривые 1, 2, 3); для схемы (рис. 2.15,б) U_вых/U_вх = R₁/(R₁ + R₂), где

(передаточные характеристики показаны на рис. 2.15, в — кривые 4, 5,6).

В зависимости от сопротивлений резисторов для коэффициента передачи можно получить любой закон изменения. Для случая, когда R₂ = R₄ = 5 кОм и R₁ = R₃ = 10 кОм на графике рис. 2.15,в приведены сплошные кривые, а для R₂ = R₄ = 0, R1 = 1 кОм, R₃ = 40 кОм — пунктирная кривая.

Управляемый аттенюатор.

Схема аттенюатора (рис. 2.16) построена на резисторном делителе напряжения, выходы которого подключены к аналоговому переключателю на МОП-транзисторах. Управление интегральной микросхемой осуществляется сигналами напряжением минус 15 В. Амплитуда входного сигнала до 10 В. Аттенюатор дискретно, с шагом 20 дБ, ослабляет сигнал на выходе. На рис. 2.16,б приведены кривые-изменения фазового угла выходного сигнала от частоты. Эти изменения связаны с влиянием проходных емкостей полевых транзисторов интегральной микросхемы. Максимальный вклад в изменение фазы выходного сигнала оказывают первые два ключа. Кривая 1 характеризует выходной сигнал при ослаблении 20 дБ, кривая 2 — при ослаблении 40 дБ, кривая 5 — 60 дБ, кривая 4 — 80 дБ. Если делитель построить на резисторах с сопротивлениями R1-R4 = 1,2 кОм; R5-R8 = 10 кОм, то фазовый сдвиг будет значительно уменьшен. Кривая 5 характеризует выходной сигнал при ослаблении 60 дБ для второго варианта аттенюатора.

Управляемое линейное сопротивление.

Сопротивление полевого транзистора линейно зависит от управляющего напряжения. Как видно из характеристики, существуют два линейных участка: при U_упр > 1 В и U_упр < 0,4 В. В первом случае сопротивление меняется от 18 до 37 кОм, а во втором — от 1 до 300 Ом. Линейность изменения сопротивления обеспечивается идентичностью характеристик полевых транзисторов, которые находятся в интегральной микросхеме К504НТ4Б. Управление вторым полевым транзистором осуществляется посредством изменения режима работы первого транзистора, который включен в цепь ООС (рис. 2.17).

Управляемое сопротивление для переменного тока.

Схема (рис. 2.18) позволяет получить изменение проводимости транзисторов на 100 дБ, при этом ток в управляющей цепи меняется от 0 до 1 мА. Управляющее напряжение включается таким образом, чтобы открыть транзисторы. Сопротивление n-р перехода при малых смещениях меняется в широких пределах. Входной сигнал проходит через четыре n-р перехода.

Для германиевых транзисторов управляющий ток должен лежать в диапазоне от 10 мкА до 10 мА. Сопротивление меняется по формуле R = 1,1/h_21э∙I, где h_21э — коэффициент передачи транзистора. У кремниевых транзисторов управляющий ток равен от 1 мкА до 1 мА, а сопротивление меняется по формуле R = 2,5/h_21э∙I. Входное сопротивление при I_у = 0 для германиевых транзисторов составляет 4,7 кОм, для кремниевых транзисторов — 2,3 кОм. При входном сигнале 50 мВ нелинейные искажения составляют менее 3,5 %. В схеме транзисторы VT1 и VT2 можно заменить интегральной микросхемой К10КТ1, а транзисторы VT3 и VT4 — интегральной микросхемой К124КТ1 (К162КТ1).

4. ЭКВИВАЛЕНТЫ КОНДЕНСАТОРОВ

Уменьшение емкости постоянного конденсатора.

Включение конденсатора в цепь ОС активного элемента позволяет управлять эквивалентной емкостью с помощью резистора. Эквивалентная емкость конденсатора в схеме на рис. 2.19 зависит от потенциала, до которого он может зарядится при действии входного сигнала. При изменении напряжения, поступающего на вторую обкладку конденсатора, появляется возможность менять эквивалентную емкость. Если на базы транзисторов VT2 и VT4 с резистора R подается половина напряжения, то эквивалентная емкость будет в два раза меньше емкости конденсатора. Подобным способом можно изменять емкость в 1000 раз. Для уменьшения габаритов устройства транзисторы VT1 и VT2 можно заменить интегральной микросхемой К101КТ1, а транзисторы VT3 и VT4 — К124КТ1 (К162КТ1).

Увеличение емкости постоянного конденсатора.

Подключением конденсатора в цепь ООС усилителя можно изменить эквивалентную емкость конденсатора С_экв =С∙(1 — К). Усилитель должен менять коэффициент усиления с переворотом фазы сигнала. Коэффициент усиления можно регулировать с помощью резистора R2 (рис. 2.20). Большое входное сопротивление усилителя сводит к минимуму токи утечки электронного конденсатора.

Переменный конденсатор на ОУ.

Конденсатор постоянной емкости (на схеме рис. 2.21,а) превращается в переменный за счет изменения коэффициента усиления ОУ. Эквивалентная емкость его равна С_экв = С∙(1 + R₂/R₁), где R₁ и R₂ — части потенциометра R. Таким образом, эквивалентная емкость зависит от угла поворота движка потенциометра. Грубое и плавное изменение коэффициента передачи, а следовательно и эквивалентной емкости возможно во второй схеме на рис. 2.21,б. Здесь С_экв = C∙[1 + R₂/R₁ + R₃/R₄ +R₂R₃/R₁R₄].

5. ЭКВИВАЛЕНТЫ ДИОДОВ И ТРАНЗИСТОРОВ

Идеальный диод.

Полупроводниковые диоды не пригодны для выпрямления малых сигналов. Это обусловлено тем, что для появления проводимости кремниевым диодам требуется напряжение прямого смещения около 0,7 В, а германиевым — около 0,3 В. Если диод включить на выходе ОУ, то пороговые напряжения диодов будут уменьшены в К_у.и раз, где К_у.и — коэффициент усиления интегральной микросхемы. В результате этого диод начинает проводить при входных сигналах в несколько милливольт.

Первая схема на рис. 2.22 имеет коэффициент усиления, равный единице. Во второй схеме коэффициент усиления можно менять при изменении сопротивлений резисторов К_у.и = 1 + R₂/R₁.

Управляемый идеальный диод.

Для настройки схемы на вход ОУ следует подать напряжение смещения ±30–50 мВ. Это смещение необходимо для выравнивания разбросов падения напряжения на диодах. В сбалансированной схеме при отрицательной полярности входного напряжения на выходе остается нуль. При входном напряжении 10 В на выходе будет приблизительно 1 мВ. Для положительного входного напряжения схема работает как диод в прямом направлении. Коэффициент усиления схемы равен Rd∙(Ri + R2). Выходной ток схемы определяется сопротивлением резистора R1. Для увеличения выходного тока необходимо поставить два транзистора. Транзистор VT1 (рис. 2.23) разгружает интегральную микросхему от большого тока при отрицательной полярности входного сигнала. Положительная полярность входного сигнала проходит через транзистор VT2. Он же определяет выходной ток. В транзисторной схеме коэффициент усиления равен 0,99. Для уменьшения шумового сигнала на выходе параллельно диоду VD1 следует включить конденсатор, уменьшающий граничную частоту работы схемы. Без конденсатора граничная частота равна 200 кГц.

Стабилизация характеристик транзисторов.

Применение ООС для транзисторов, у которых выходные характеристики сильно изменяют свою форму с увеличением базового тока, позволяет значительно улучшить эти характеристики. Схема устройства приведена на рис. 2.24,а. На рис. 2.24,б приведены характеристики транзистора без ОС, а на рис. 2.24,в — с учетом элементов ОС. В результате этого коэффициент передачи транзистора изменился с 60 на 10 при коллекторном напряжении 20 В. На рис. 2.24, г приведены характеристики с уменьшенным эмиттерным сопротивлением. Коэффициент передачи транзистора в этом случае равен 20.

6. ПАРАМЕТРЫ КОНТУРА

Эмиттерный умножитель добротности.

Увеличение добротности контура на низких частотах при малых значениях индуктивности осуществляется, за счет ПОС через резистор R2 в схеме рис. 2.25. Когда нет ОС, добротность контура на частоте 15 кГц равна 0,5. При сопротивлении R₂ = 50 Ом добротность становится 15, а для R₂ = 20 Ом добротность увеличивается до 30. Добротность контура можно регулировать, если в цепь эмиттера транзистора поставить потенциометр. Резонансная частота контура не меняется.

Активная индуктивность.

Известно, что ток и напряжение на индуктивности связаны выражением

Следовательно, схемное интегрирование входного сигнала реализует выходной ток интегратора пропорциональным индуктивности. В схеме на рис. 2.26 напряжение на выходе интегральной микросхемы DA1 определяется выражением

где К₁ и К₂ — коэффициенты усиления интегральных микросхем и R₁ + R₂ = R. Ток

Поскольку К₁ и К₂ — оо, то

I = U/pCR(R₅R₃/R₄)

Следовательно, эквивалентные параметры будут равны

Если сопротивление R_L имеет отрицательное значение, то при включении индуктивности в схему следует учитывать возможность самовозбуждения.

7. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СОПРОТИВЛЕНИЙ

Преобразователь «сопротивление — напряжение».

Преобразователь (рис. 2.27) построен на основе стабилизатора тока, выполненного на ОУ и транзисторе. В коллекторе транзистора поддерживается постоянный ток, который определяется отношением I_к = E₂/R₂. Этот ток создает радение напряжения на измеряемом резисторе R_x. Выходное напряжение прямо пропорционально измеряемому сопротивлению в диапазоне от 0 до 1 кОм. Для получения погрешности преобразования во всем диапазоне сопротивлений не более 0,05 % желательно последовательно с R_x в коллектор транзистора включить добавочное сопротивление 100 Ом. Чувствительность схемы составляет 4 мВ/Ом. В диапазоне температур от 0 до +50 °C погрешность измерений равна 0,003 % на градус.

Схема преобразования сопротивления.

В схеме на рис. 2.28 за счет ПОС в ОУ осуществляется преобразование сопротивления. Коэффициент передачи по току определяется выражением

I_вх/I_н = R₃/R₂ — R_н/R₁ или R_вх = U_вх/I_вх = U_вх/I_н(1 — α), при R₃ = R₂, R_н/R₁ = α

Для α = 1 эквивалентное сопротивление равно бесконечности. Когда же α больше единицы, входное сопротивление становится отрицательным.

Транзисторный делитель сопротивлений.

Делитель сопротивлений, выполненный по схеме рис. 2.29, позволяет уменьшить сопротивление входного резистора в коэффициент передачи раз.

Начиная с входного тока 8 мкА, выходной ток практически пропорционален входному. Коэффициент передачи равен 500. Если на вход подан сигнал с амплитудой. U_вх, то на выходе будет ток (U_вх/r)∙500. Следовательно, сопротивление цепи г уменьшается в 500 раз.

Делитель тока.

Устройство (рис. 2.30) состоит из четырех дифференциальных пар транзисторов. Максимальный ток 8 мА протекает через VT9. Этот ток задается напряжением на базе и сопротивлением резистора R6. В эмиттерах транзисторов VT7 и VT8 общий ток разветвляется. Половина тока транзистора VT9 протекает через транзистор VT8, другая половина — через транзистор VT7 к следующей паре транзисторов, где ток также делится поровну. Коллекторный ток транзистора VT6 равен 2 мА. Последующие пары транзисторов осуществляют аналогичные операции. В результате на выходах схемы происходит пропорциональное деление токов. Поскольку параметры транзисторов могут отличаться, в базах включены потенциометры, которые балансируют пары транзисторов. Вместо транзисторов в схеме можно применить интегральную микросхему К198НТ5, что значительно уменьшит габаритное размеры устройства.

8. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ТОКА

Ограничитель тока.

Ограничение коллекторного тока транзистора VT2 (рис. 2.31) осуществляется в результате открывания транзистора VT1. При малых входных напряжениях, когда открыт только транзистор VT2, наблюдается быстрое увеличение выходного тока. Эмиттерный ток транзистора VT2 создает падение напряжения на резисторе R2. Это напряжение открывает транзистор VT1. Коллекторный ток транзистора VT1 уменьшает базовый ток транзистора VT2. Дальнейшее увеличение, входного напряжения лишь увеличивает коллекторный ток транзистора VT1.

Пороговый ограничитель тока.

Ограничитель выходного тока построен по принципу шунтирования базовой цепи выходного транзистора (схема рис. 2.32). При входных напряжениях, когда стабилитрон VD1 закрыт, транзистор VT1 закрыт тоже. Все входное напряжение приложено к базе транзистора VT2. Выходной ток определяется резистором R3. С уменьшением сопротивления резистора R3 наклон характеристики увеличивается. Как только входное напряжение превысит пороговое напряжение стабилитрона, открывается транзистор VT1. Напряжение в базе транзистора VT2 начнет уменьшаться. Выходной ток также уменьшится. Крутизну уменьшения выходного тока можно регулировать сопротивлением резистора R2. С увеличением сопротивления резистора R2 крутизна увеличивается. Уменьшить крутизну можно также включением в эмиттер транзистора VT1 дополнительного резистора.

Транзисторный трансформатор постоянного тока.

Трансформатор (рис. 2.33) питается от двух источников напряжения. Первый источник включен в базовую цепь транзисторов, а второй — в коллекторную цепь. Эти источники не связаны между собой. От первого источника ток протекает в базах и в резисторе R1. Пороговое напряжение открывания транзисторов равно 0,6 В. Ток второго источника, протекающий через коллекторы транзисторов, определяется сопротивлением в цепи эмиттеров. Проходные характеристики схемы показаны на рис. 2.33,б. По ним можно определить коэффициент трансформации. Если h_21эR₂ = 10R₁, где h_21э — минимальный коэффициент передачи по току одного из транзисторов, то коэффициент трансформации определяется как отношение R1/R2.

Преобразователь сопротивлений.

Устройство преобразует положительное активное сопротивление в отрицательное. Это преобразование осуществляется за счет изменения направления тока на выходе схемы (рис. 2.34) по отношению ко входу. Входное, напряжение положительной полярности создает ток в эмиттерной цепи транзистора VT1. Порог открывания транзистора равен 100 мВ. Коллекторный ток этого транзистора равен I_к = 0,98∙I_э. Ток транзистора VT2 будет определяться напряжением в базе и сопротивлением в эмиттере: I_вых = (0,98∙R₂I_{э ^—} U_бэ)/R₃, где U_бэ = 0,6 В — порог открывания транзистора VT2. Если I_вх — U_вх/R₁, то I_вых = — К∙I_вх, где К — коэффициент преобразования — определяется из характеристик.

Отсюда I_вых = — KU_вх/R₁, или — R₁/K = U_вх/I_вых.

Инвертор тока.

В схеме на рис, 2.35 выходной ток прямо пропорционален входному. Это достигнуто за счет применения падения напряжения от входного тока на транзисторе VT1 в диодном включении: Коэффициент пропорциональности между токами зависит от отношения коэффициентов пере дачи транзисторов

I_вых = (h_21э2/h_21э1)∙I_вх

Генератор стабильных токов.

Коэффициент стабилизации выходных токов схемы на рис. 2.36 прямо пропорционально зависит от коэффициента усиления ОУ без ОС. С помощью ОУ стабилизируется напряжения в эмиттере транзистора VT1. Ток I₁ зависит от напряжения на неинвертирующем входе ОУ, от сопротивления резистора R3; I₁ = ER₂/(R₁ + R₂)∙R₃

Поскольку падение напряжения на переходе база — эмиттер у однотипных транзисторов мало отличаются (практически не отличаются), то ток I₂ будет обладать стабильностью, аналогичной стабильности тока I₁. Ток определяется выражением I₂ = ER₂/(R₁ + R₂)∙R₄. Выходные токи связаны между собой зависимостью I₂ = I₁(R₃/R₄).

9. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ «НАПРЯЖЕНИЕ-ТОК»

Мощный преобразователь «напряжение — ток».

В схеме преобразователя на рис. 2.37 коллекторный ток транзистора VT4 определяется выражением I_k = U₃/R. Этот ток создает падение напряжения на переходе коллектор — эмиттер транзистора VTL.

Поскольку транзисторы VT1 и VT2 одного типа, то на втором транзисторе будет аналогичное напряжение. Это напряжение вызвано током, протекающим через транзистор VT3. Максимальный выходной ток определяется допустимой мощностью рассеивания транзистора VT3. Для токов свыше 5 мА линейность преобразования выше 1 %. Для стабилизации работы ОУ необходимо между выводами 5 и 6 подключить конденсатор С = 56 пФ, а между выходами 1 и 8 — последовательно включенные резистор R = 1,5 кОм и конденсатор С = 300 пФ.

Двухполярный источник тока.

Схема преобразования источника напряжения в двухполярный источник тока (рис. 2.38) построена на основе генератора тока, выполненного на полевом транзисторе. Независимо от полярности входного напряжения на сток транзистора подается минус по отношению к истоку. Он всегда находится в нормальном режиме включения. Это достигается диодной мостовой схемой. Транзистор начинает проводить при входном напряжении больше 1,4 В. Режим стабилизации тока происходит при U > 6 В.

В устройстве вместо диодов КД503 можно применить интегральную микросхему КЦ403, а для выходного тока более 100 мА — К142НД5 при соответствующей замене полевого транзистора на КП903В.

Преобразователь «напряжение-ток».

Преобразование напряжения в ток осуществляется на выходе ОУ DA1 (рис. 2.39). Две последующие интегральные микросхемы осуществляют контроль выходного тока. Микросхема DA2 является повторителем, а на выходе интегральной микросхемы DA3 устанавливается напряжение, равное падению напряжения на резисторе R3. Это напряжение подается на вход ОУ DA1, где оно сравнивается с входным напряжением. Крутизна передаточной характеристики равна 0,5 мА/В. При этом нелинейность характеристики не хуже 0,05 % при сопротивлении нагрузки меньше 1 кОм. Выходной ток регулируется в пределах от — 5 до +5 мА. Температурная нестабильность выходного тока 0,01 мкА/град. Выходное сопротивление более 5 кОм.

Двухполярный преобразователь «напряжение-ток».

Основные параметры схемы на рис. 2.40 описываются выражением

где I_н — ток, протекающий на выходе схемы; U₂ — напряжение на выходе интегральной микросхемы DA1. Если сопротивления резисторов выбраны таким образом, что R₁/(R₁ + R₂) = R₃/(R₃ + R₄), то I_н = U_вx/R₅. В зависимости от знака входного напряжения выходной ток может иметь как положительную, так и отрицательную полярность.

Преобразователь «ток-напряжение».

Преобразователь (рис. 2.41) построен на принципе усилении напряжения, которое образуется на низкоомном сопротивлении от протекающего входного тока U_вых = К∙I_вх. Коэффициент преобразования схемы К = R₆(R3/R4). Для настройки ОУ при I_вх = 0 служит резистор R2.

В схеме рис. 2.41,а часть входного тока ответвляется в цепь R₁ + R₃. В схеме рис. 2.41,б потери входного тока отсутствуют. Здесь можно увеличить коэффициент преобразования до 100, уменьшить сопротивление резистора R4 и увеличить R5.

Управляемый делитель на транзисторах.

Делитель напряжения (рис. 2.42) построен на двух транзисторах, у которых используются сопротивления перехода эмиттер — база. Эти сопротивления меняются в зависимости от протекающего через них тока. Зависимость ослабления выходного сигнала от управляющего тока показана на рис. 2.42,б. При управляющих токах около 1 мкА ослабление сигнала может достигать 10³ раз.

Каскодное включение полевого и биполярного транзисторов.

Приведенные на рис. 2.43 схемы включения имеют большое входное сопротивление. Коэффициент передачи определяется структурной схемой. Он зависит от h_21э = h_21б∙(1 — h_21б) — коэффициента передачи биполярного транзистора и от s — крутизны полевого транзистора. На рис. 2.43,а устройство имеет коэффициент передачи

Область использования усилителей обширна. Многообразие назначения усилителей порождает различия в требованиях, которым они должны отвечать. В связи с этим они могут различаться между собой как по числу активных элементов, так и по конструкции. Усилители являются составной частью почти любого прибора. В любом устройстве, прежде чем вести обработку сигналов, поступающих с датчиков, необходимо усилить эти сигналы. К усилителям предъявляются самые разнообразные требования: широкие пределы коэффициента передачи (от 1 до 10⁶), возможно меньший уровень шумов, возможно большее входное сопротивление, малое потребление тока, необходимая частотная полоса пропускания, устойчивая работа в различных климатических условиях. В одном усилителе совместить все эти требования практически невозможно. Для решения подобных вопросов применяют различные виды усилителей. Все усилители можно разбить на четыре группы: усилители звукового диапазона частот, селективные, широкополосные и гальванометрические усилители. Поскольку граница разделения является чисто условной, то один вид усилителей можно с успехом применять для разных целей. Каждая группа усилителей удовлетворяет лишь отдельным перечисленным требованиям.

1. В усилителях звукового диапазона частот основное внимание уделяется формированию необходимой частотной характеристики. Эти усилители, перекрывают широкую область частот от 20 Гц до 20 кГц. Они должны обладать низким уровнем шумов и большой чувствительностью. Усилителям этого диапазона частот уделяется большое внимание в технике записи и воспроизведения звука, для усиления сигналов от различных магнитных и пьезоэлектрических датчиков. Здесь могут применяться усилители с непосредственной связью и с малым уровнем шумов.

2. Селективные усилители применяют в промышленных системах обработки информации, когда необходимо из широкого спектра частот входного сигнала выделить составляющие, несущие информацию. Селективные усилители должны обеспечивать постоянство частотных и фазовых характеристик выделяемого сигнала, возможность регулировки коэффициента передачи и выделяемой полосы частот, устойчивую работу при больших коэффициентах усиления. Для регулировки коэффициента усиления применяют диоды и полевые транзисторы.

3. Широкополосные усилители являются входными каскадами устройств широкого назначения. В функции широкополосных усилителей входит ограничение шума, поступающего с антенны или датчика, с целью увеличения отношения сигнал-шум.

4. Гальванометрические усилители предназначены для измерения малых постоянных или медленно меняющихся токов. Их применяют для усиления малых сигналов и потенциалов различных датчиков, имеющих большое выходное сопротивление. Создать усилители с большим входным сопротивлением на биполярных транзисторах путем введения ООС в широком диапазоне частот практически невозможно. По этой причине почти все практические схемы гальванометрических усилителей имеют входные каскады с полевыми транзисторами. В этом случае сравнительно просто получить большое входное сопротивление и низкий уровень шумов.

1. УПРАВЛЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТОМ УСИЛЕНИЯ

Настройка усилителя на ОУ.

Схема с ОУ (рис. 4.1) считается настроенной, если при Е₁ = Е₂ = Е₃ = 0 выходное напряжение равно нулю. Этот режим работы ОУ устанавливается при условии R₆ = 1/(1/R₁ + 1/R₂ + 1/R₃ + 1/R₄) (рис. 4.1,a); I/R₃ + I/R₄ + I/R₅ = I/R₁ + I/R₂ (рис. 4.1,б). При точной настройке усилителя значительно ослабляется влияние изменения входных токов от температуры и прочих воздействий на дрейф выходного сигнала. Это очень важно при создании усилителей постоянного тока, для усилителей переменного тока и фильтров, во избежание ограничения динамического диапазона устройств.

Плавная регулировка коэффициента передачи.

На рис. 4.2 показано несколько схем включения ОУ, в которых осуществляется плавная регулировка коэффициента передачи. Обозначим R_n — входное дифференциальное сопротивление, К_{у. и} — коэффициент усиления ОУ без ОС. На рис. 4.2 показаны схемы, которые имеют следующие параметры:

Дискретное изменение коэффициента передачи.

Дискретный способ регулирования усиления применяется при точных измерениях исследуемого сигнала. Приведены две схемы (рис. 4.3), которые отличаются режимами работы усилителя в моменты переключения с контакта на контакт. В первом случае один из входов ОУ находится в свободном положении. Здесь входной сигнал не проходит на выход. Во втором случае вход ОУ подключается через резистор R1 к общей шине. В этом режиме усилитель обладает максимальным усилением. От входного сигнала усилитель переходит в режим насыщения.

Температурная стабилизация ОУ.

Для температурной стабилизации ОУ к его инвертирующему входу подключена терморегулирующая цепочка (рис. 4.4). Эта цепочка построена на двух стабилитронах. Стабилитрон VD1 имеет отрицательный ТКН, стабилитрон VD2, включенный в прямом направлении, имеет положительный ТКН. В результате с помощью потенциометра R2 можно выбрать любое значение ТКН, которое необходимо для ОУ. С помощью потенциометра R4 компенсируется постоянное напряжение, поступающее от стабилитронов.

2. СДВОЕННЫЕ ОУ

Последовательное соединение двух ОУ.

Последовательное соединение двух ОУ (рис. 4.5) позволяет получить большой коэффициент передачи, широкополосность и малый дрейф. Широкополосные усилители, как правило, имеют большой временной и температурный дрейф. В составном усилителе стабильный каскад с малым дрейфом непрерывно компенсирует напряжение сдвига нуля. Схема рис. 4.5,а, имеет два обособленных усилителя. Для настройки схемы необходимо иметь резисторы с точностью сопротивления 0,1 %. На схеме рис. 4.5,б существует общая ООС, которая стабилизирует первый ОУ. В этой схеме резистор R1 должен иметь точность 0,1 %, а резистор R2 — 10 %. Дрейф нуля меньше 1 мВ при коэффициенте передачи 10³.

Плавная регулировка коэффициента передачи параллельно включенных ОУ.

Схема усилителя, приведенного на рис. 4.6, позволяет плавно уменьшать сигнал на одном выходе при одновременном увеличении его на другом. Если потенциометр R5 находится в положении, когда точка соединения резисторов R3 и R4 подключена к общей шине, то входной сигнал проходит через интегральную микросхему DA2. В другом крайнем положении потенциометра работает микросхема DA1 При прохождении входного сигнала через одну интегральную микросхему на входе другой сигнал не равен нулю. За счет сопротивления контактов входной сигнал ослабляется только на 80 дБ. В среднем положении потенциометра работают оба усилителя. В этом положении входное сопротивление схемы равно 70 кОм.

Сдвоенные ОУ.

Для повышения температурной стабильности измерительных усилителей в схемах (рис. 4.7) объединяют два ОУ, поскольку они, обладают синхронным изменением параметров. Усилитель обладает коэффициентом усиления более 200. Коэффициент усиления первого каскада рассчитывается по формуле К_уи = (2R₁ + R₃)/R₂. Влияние входного синфазного сигнала и передачу его на выход как парафазного сигнала можно уменьшить, подобрав попарно равными сопротивления R4 и R5, а также R6 и R7. Схема имеет большое входное сопротивление, которое практически не зависит от изменения коэффициентов усиления ОУ.

Составной ОУ.

Усилитель, собранный по схеме рис. 4.8, обладает большим входным сопротивлением. Если одиночный ОУ имеет входное сопротивление приблизительно 0,5 МОм, то входное сопротивление составного усилителя более 10 МОм. Это достигается за счет глубокой ООС с помощью усилителя DA2. Этот же усилитель позволяет также значительно повысить (до 100 дБ) коэффициент ослабления синфазного сигнала. В этом случае необходимо более тщательно подобрать сопротивления резисторов R1 и R2.

Усилители с симметричным выходом.

Схема формирования двухполярного выходного напряжения (рис. 4.9,а), имеет низкие входное и выходное сопротивления. Для выравнивания выходных напряжений, как по положительному, так и по отрицательному выходам необходимо выполнить условия

U^-₂ = U⁺₁(2R₁ + R₃)/(R₃ + R₄) и U⁺₂ = U^-₁(2R₂ + R₁)/(R₁ + R₂)

Схема рис 4.3,б состоит из двух ОУ, включенных последовательно. Здесь напряжение

U^-₂ = U⁺₁(1 + R₂/R₁), а U⁺₂ = U^-₁(1 + R₄/R₁)

Эта схема может быть использована при подаче входного сигнала на любой вход ОУ. Она может иметь как малое входное сопротивление (когда сигнал подается на инвертирующий вход), так и большое входное сопротивление (когда сигнал поступает на неинвертирующий вход) Эта схема не симметрична и несбалансирована. На рис 4.9,в показана схема, где ОУ работают симметрично, причем они последовательно балансируют друг друга Выходное напряжение определяется согласно выражениям

U^-₂ = U⁺₁(1 + R₁/R₂), а U⁺₂ = U^-₁(1 + R₁/R₂)

Эта схема имеет большое входное сопротивление.

Схема с перекрестной балансировкой приведена на рис. 49,г. Она симметрична относительно входа и выхода, имеет большое входное сопротивление Выходное напряжение определяется выражениями

Для коэффициента передачи, равного единице, можно считать R1 = R3 = 0, а R2 = oo.

3. РАСШИРЕНИЕ ВОЗМОЖНОСТЕЙ ОУ

Подключение ОУ к однополярному питанию.

Для подключения усилителя к однополярному источнику питания создается делитель напряжения на стабилитронах VD1 и VD2 (рис 4.10). К искусственной нулевой точке между диодами подключается неинвертирующий вход усилителя. Для развязки от постоянной составляющей на входе и выходе включены конденсаторы С1 и С2.

Операционный усилитель с большим выходным сигналом.

Приведенная на рис. 4.11 схема позволяет получить на выходе сигнал с амплитудой до 20 В. Это достигается тем, что напряжение питания усилителя управляется выходным сигналом. При этом разность напряжений между контактами 4 и 7 остается без изменения (— 25 В) Следует иметь в виду, что с помощью этой схемы нельзя получить большие коэффициенты усиления. При большом выходном сигнале становится больше напряжение питания интегральной микросхемы, увеличивается напряжение между контактами 3, 7 и 2, 4. Это ведет к перенапряжению n-р переходов транзисторов, применяемых в микросхеме. Для малых коэффициентов усиления напряжение на входах 2 и 3 меняется в такт питающему напряжению. При применении в этом устройстве интегральной микросхемы К140УД1Б не следует вывод 4 подключать к общей точке. В противном случае интегральная микросхема выйдет из строя.

Работа усилителя при увеличенных питающих напряжениях.

Усилитель (рис 4.12) позволяет подключить ОУ к источникам питания, напряжения которых превышают максимально допустимые напряжения ОУ. Стабилитроны VD1 и VD2 подключаются к источнику питания ±50 В. Относительно средней точки на стабилитронах устанавливается напряжение ±13 В. Этим напряжением питается ОУ. Поскольку выходной сигнал усилителя снимается со средней точки, то мгновенные значения этого сигнала синхронно меняют уровни питающих напряжений. Это отслеживание позволяет увеличить амплитуду выходного сигнала до 30 В, при условии, что усилитель имеет коэффициент усиления, близкий к единице, т. е. R₂/R₁ = 1.

Мощный усилитель двухполярных сигналов.

Усилитель (рис. 4.13) состоит из двух ОУ с мощными транзисторами на выходе. Схема симметричная. Резисторами R4 и R5 устанавливается напряжение 0,3 В для устранения искажений типа «ступеньки» в выходном сигнале. Аналогичные функции выполняют резисторы R6, R7, R12-R15. Нелинейные искажения уменьшаются также за счет ООС в каждом ОУ.

4. УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ

Усилитель с выходной мощностью 4 Вт.

Усилитель (рис. 4.14) выполнен по двухтактной схеме. Для предварительного усиления служит интегральная микросхема типа К224УС5. Глубокая (до 40 дБ) ООС по переменному току позволяет получить малый коэффициент нелинейных искажений. Коэффициент гармоник и чувствительность устанавливаются подбором сопротивления резистора R4. При сопротивлении резистора R4 = 150 Ом коэффициент усиления составляет 100–150, а коэффициент гармоник 0,5–0,8 %. Наличие ОС по постоянному току обеспечивает стабильную работу усилителя как при изменении питающего напряжения, так и при изменении температуры. Полоса частот 200 Гц — 10 кГц.

Усилитель с выходной мощностью 2 Вт.

Усилитель (рис. 4.15) отдает в нагрузку мощность 2 Вт при питающем напряжении 12 В, 0,8 Вт — при напряжении 9 В и 0,25 Вт — при напряжении 6 В. При максимальной мощности коэффициент гармоник составляет 1 %. Входное сопротивление равно 25 кОм. Полоса рабочих частот 80 Гц — 12 кГц. Для обеспечения равномерности частотной характеристики и для устранения искажений типа «ступеньки» с выхода усилителя на вывод 3 микросхемы подается ООС. Изменением сопротивления резистора R3 можно регулировать ООС. При этом расширяется полоса частот, уменьшаются нелинейности, но и падает коэффициент усиления.

Усилитель мощности на интегральной микросхеме К157УС1.

Выходная мощность усилителя 0,5 Вт. Чувствительность лежит в пределах 15–30 мВ. Коэффициент гармоник в полосе частот от 50 Гц до 15 кГц не превышает 0,3 %. При напряжении питания 12 В можно получить выходную мощность 1,5 Вт. Схема представлена на рис. 4.16.

Усилитель мощности на 12 Вт.

Усилитель (рис. 4.17) имеет полосу частот от 10 Гц до 20 кГц. В этой полосе частотная характеристика имеет неравномерность 2 дБ. Коэффициент передачи может меняться от 1 до 100. Амплитуда выходного сигнала на нагрузке 3 Ом равна 9 В. Налаживание усилителя сводится к подбору корректирующей цепочки интегральной микросхемы. Выходные транзисторы работают без начального смещения. «Ступенька» в выходном сигнале устраняется за счет ООС.

5. ПРЕДУСИЛИТЕЛИ С УПРАВЛЯЕМЫМИ ПАРАМЕТРАМИ

Усилитель компенсации предискажений.

Усилитель (рис. 4.18) со спадающей частотной характеристикой применяется при воспроизведении грамзаписи с магнитной головкой. Подъем частотной характеристики в области низких звуковых частот происходит за счет частотно-зависимой ОС, построенной на элементах R1, R2, С3, С4. Постоянные времени R1C4 = 300 мкс и R₂C₃ = 3000 мкс. Завал в области высоких частот осуществляется цепочкой R3C3 = 72 мкс. Для уменьшения выходного сопротивления включен транзистор. Коэффициент усиления схемы на частоте 1 кГц равен 30.

Усилитель с АРУ.

Усилитель (рис. 4.19) имеет нелинейную зависимость коэффициента усиления от амплитуды входного сигнала. В схеме осуществляется автоматическая регулировка усиления за счет ООС по переменному току. Эта связь осуществляется посредством изменения сопротивления полевого транзистора переменному току. Управление полевым транзистором происходит постоянным напряжением продетектированного выходного сигнала ОУ. Функции детектора выполняет транзистор VT2. Если входной сигнал превышает 1 В, то на выходе появляются» нелинейные искажения, связанные с появлением второй гармоники. Эти искажения вносит полевой транзистор из-за несимметричности его характеристики для различных полярностей сигнала. Значительно меньше искажений возникают с МОП-транзисторами.

Параллельные усилители.

Параллельное включение усилителей (рис. 4.20) увеличивает амплитуду сигнала в N раз, в то время как шумовая составляющая, являющаяся случайной величиной, возрастает только в N”². В той же степени уменьшается дрейф нуля и влияние температурных коэффициентов отдельных усилителей. Усиление схемы определяется сопротивлением резистора R4. Для схемы из шести параллельных усилителей среднее значение шума составляет 0,85 мкВ при шуме отдельного усилителя приблизительно в 2,2 мкВ. Приведенное ко входу напряжение сдвига равно 13 мкВ, а температурный коэффициент при 25 °C составляет 0,2 мкВ/К. Это соответствует зависимости N^-2

Усилитель на микросхеме К284СС2А.

Усилитель {рис. 4.21) имеет коэффициент усиления более 10⁴. С помощью резистора R4 коэффициент передачи можно менять в пределах от 50 до максимального значения, равного примерно 10⁴. Верхняя граничная частота равна 10 кГц. Режим по постоянному току осуществляется с помощью делителя R1 и R3 и стабилизатора напряжения, выполненного на элементах R6 и VD1.

Интегральная микросхема может работать и при пониженных напряжениях источников питания. Вместо напряжения питания 12 В можно применить напряжение 4 В, предварительно заменив стабилитрон резистором (1,5 кОм) с параллельно включенным конденсатором (50 мкФ). Однако следует иметь в виду, что. максимальная амплитуда неискаженного сигнала в этом случае будет равна 0,5 В.

Микрофонный усилитель на микросхеме К224ПП1.

Усилитель имеет коэффициент усиления 100. В нем осуществлена полная термостабилизация. Входное сопротивление 2 кОм, а выходное — 500 Ом (рис. 4.22). Микрофонный усилитель.

Усилитель (рис. 4.23) питается от одного источника. Напряжение этого источника определяет максимальную амплитуду неискаженного выходного сигнала, т. е. при ±U_а, равном 4; 6; 8; 12; 15; 18; 24 и 30 В, U_вых равно соответственно 0,4; 1,4; 1,7; 2,3; 3,2; 3,9; 5,2 и 6,5 В.

Снижение напряжения питания отрицательной полярности до 4–5 В приводит к уменьшению на несколько процентов коэффициента усиления. Уменьшение положительного напряжения приводит к уменьшению максимальной амплитуды выходного сигнала. При пониженном питании частотная характеристика остается без изменения.

Операционный усилитель с большим входным сопротивлением.

Входное сопротивление ОУ К140УД1А можно повысить при включении на входе микросхемы К101КТ1 (рис. 4.24). В микросхему К101КТ1 входят два хорошо подобранных транзистора. Входное сопротивление составного ОУ может превышать 10 МОм. Входной ток менее 0,2 мкА. Частотная характеристика усилителя равномерна в полосе от 0 до 500 кГц при подключении вывода 8 к 5.

Операционный усилитель с малым выходным сопротивлением.

Дополнительные транзисторы в схеме на рис. 4.25, несмотря на отсутствие начального смещения, уменьшают выходное сопротивление ОУ до 100 Ом. При переходе сигнала через нуль на выходном сигнале образуется «ступенька» в 100 мВ. Без компенсирующих элементов в схеме возникают колебания с частотой от 2 до 10 МГц. Генерация срывается при R = 70-120 Ом и С = 100 пФ. Температурный дрейф нуля 20 мкВ/град. Коэффициент усиления K = R₂/R1.

Линейный ОУ.

Линейность выходного сигнала ОУ нарушается с уменьшением нагрузки. Подключение двух транзисторов на выход усилителя (рис. 4.26) позволяет уменьшить выходное сопротивление и увеличивают нагрузочную способность схемы. Два диода в базовой цепи транзисторов устраняют порог открывания выходных транзисторов. Нелинейность входной характеристики транзистора легко уменьшается ООС через резисторы R1 и R2. Такое включение дополнительных транзисторов обеспечивает выходной ток до 100 мА.

Усилитель с управляемым коэффициентом передачи.

Коэффициент передачи усилителя (рис. 4.27) меняется дискретно. Управление осуществляется с помощью декады резисторов R3-R7. Когда переключатель находится в положении I, декада подключена ко входу ОУ. На входе усилителя образуется делитель напряжения между резистором R1 и декадой. При подаче в базу транзистора VT1 положительного напряжения он открывается. В результате ко входу усилителя оказывается подключен делитель из резисторов R1 и R3. Коэффициент передачи схемы равен 0,5. При включении транзисторов VT2-VT5 коэффициент передачи будет равен соответственно 0,25; 0,125; 0,0625 и т. д.

Положение переключателя II включает декаду в цепь ООС. В этом случае включение транзисторов VT2 — VT5 реализует схему с коэффициентом усиления ОУ, равным 1, 2, 3 и т. д. Максимальный коэффициент усиления равен 32. Амплитуда входного сигнала не должна превышать 5 В. Вместо транзисторов VT1-VT5 может быть использована интегральная микросхема К198НТ1.

Управление с помощью полевых транзисторов коэффициентом усиления.

С помощью полевых транзисторов, включенных в схему моста, можно в широких пределах управлять коэффициентом передачи ОУ (рис. 4.28). Несмотря на то, что сопротивление сток — исток полевого транзистора нелинейно меняется от напряжения в затворе, в данной схеме линейность сохраняется, в широких пределах. Это достигается благодаря изменению в небольших пределах напряжения между истоком и стоком при большом диапазоне изменения сигнала. Коэффициент усиления схемы определяется по формуле K_y.u= R₄U_ynp/R₂U_ЗИотс, где U_ynp — управляющее напряжение на затворе; U_ЗИотс ^— напряжение отсечки полевого транзистора. Усилитель с диодной регулировкой коэффициента усиления.

Регулировка коэффициента усиления в схеме (рис. 4.29) осуществляется за счет изменения сопротивления кремниевого диода в зависимости от протекающего через него постоянного тока. Возможны два варианта включения диода: параллельно эмиттерному сопротивлению и параллельно коллекторному сопротивлению. В первом случае с увеличением протекающего тока через диод или при увеличении напряжения на диоде коэффициент усиления возрастает. Это связано с тем, что общее сопротивление в эмиттере транзистора для переменного тока уменьшается. Во втором случае сопротивление диода, подключенного параллельно резистору R3, уменьшает коэффициент усиления с увеличением тока, протекающего через него. Схема эффективно работает при входном сигнале не более 10 мВ. Управляющее напряжение меняется от 0 до 12 В. Это напряжение можно снизить, если уменьшить сопротивление резистора R5.

Малошумящий усилитель на интегральных микросхемах.

Усилитель состоит из двух микросхем (рис. 4.30). Полевой транзистор микросхемы DA1 обеспечивает входное сопротивление усилителя 20 МОм и емкость 2 пФ. Коэффициент усиления, равный 100, обеспечивается интегральной микросхемой DA2, в которой применена глубокая ООС. При замкнутом входе собственный шум усилителя в полосе частот от 20 Гц до 20 кГц не превышает 10 мкВ. Неравномерность амплитудно-частотной характеристики в той же полосе не более 1,5 %. На сопротивлении нагрузки 3 кОм схема создает выходной сигнал с амплитудой до

Предварительный усилитель на полевом транзисторе.

Усилитель для емкостных датчиков (рис. 4.31) потребляет ток 10 мкА от источника питания 3 В. В этой схеме полевой транзистор работает с коэффициентом передачи, равным приблизительно 5, а транзисторы VT2 и VT3 входят в составной повторитель. Напряжение отсечки полевого транзистора должно быть меньше 1 В. Входное сопротивление каскада равно 1 МОм, а выходное сопротивление приблизительно 5 кОм. Напряжение шумов, приведенное ко входу менее 50 мкВ в полосе частот от 20 Гц до 20 кГц.

Составной каскад на полевом и биполярном транзисторах.

Каскад (рис. 4.32) имеет коэффициент усиления, близкий к единице, большое входное и малое выходное сопротивления, приблизительно 200 Ом. На выходе повторителя (рис. 4.32,а) присутствует постоянное напряжение, определяемое потенциалом отсечки полевого транзистора. В схеме рис. 4.32,б постоянная составляющая на выходе отсутствует. Она скомпенсирована подачей через резистор R3 подпитывающего напряжения от второго источника питания. Поскольку напряжение отсечки полевых транзисторов имеет разброс, то для каждого конкретного транзистора VT1 необходимо регулировать резистор R3.

Усилитель с динамической нагрузкой.

Для увеличения коэффициента усиления на транзисторе VT2 (рис. 4.33,) в качестве динамической нагрузки включены VT1 и R3. Эквивалентное сопротивление нагрузки будет определяться выражением

где K_y.и = R₂/R₃ — коэффициент передачи транзистора VT2 по постоянному току. Если принять R3 = R2, то коэффициент усиления резко увеличивается и транзисторы входят в насыщение. Поэтому должно выполняться неравенство R2 > R3. Для переменной составляющей сигнала сопротивление в цепи истока VT2 определяется емкостью, где конденсатора С, которая в свою очередь определяется полосой частот входного сигнала.

Усилитель с большим коэффициентом усиления.

При создания усилителей с большим входным сопротивлением и большим коэффициентом усиления необходимо уделять особое внимание его устойчивости. В частности, необходимо получать высокую степень развязки по цепям питания. Приведенная схема трехкаскадного усилителя (рис. 4.34) имеет хорошую развязку одного каскада от другого. В усилителе отсутствует ПОС, что достигнуто с помощью биполярных транзисторов. Выходной сигнал каскада «развязан» от цепей питания через большое выходное сопротивление биполярного транзистора. Кроме того, значительно ослаблена паразитная емкостная ОС через емкости коллектор — база и сток — затвор. Между двумя последовательно включенными емкостями существует малое сопротивление перехода база — эмиттер биполярного транзистора.

Положительные свойства каскада позволяют создать шестикаскадный УНЧ с коэффициентом усиления более 10³. На вход усилителя подается сигнал менее 1 мкВ от источника с внутренним сопротивлением 10 кОм. На выходе присутствует сигнал с амплитудой более 2 В. Для ослабления шумов между каскадами возможно применение узкополосных фильтров. Усилитель устойчиво работает при пульсации напряжения питания до 15 %. Изменение напряжения питания не сказывается существенным образом на форме выходного сигнала и не проходит на выход схемы. Нестабильность питания ограничивает максимально возможную амплитуду выходного сигнала.

Трехкаскадный усилитель имеет полосу пропускания от 10 Гц до 100 кГц по уровню 0,9. Эффективное напряжение шума, приведенное ко входу, при входном сопротивлении 100 кОм составляет 70 мкВ. Коэффициент усиления отдельного каскада на частотах свыше 10 Гц определяется по формуле K_yu1 = R_кS_21э и равняется приблизительно 20. На частотах ниже 10 Гц — по формуле K_yu2= (R_к + Х_с)/Х_с, Где Х_с = 1/h_21э; h_21э — коэффициент передачи по току биполярного транзистора, a S — крутизна полевого транзистора. Для расширения полосы частот ниже 10 Гц необходимо увеличить емкость конденсатора С1 или увеличить сопротивление резистора R1. Однако увеличение сопротивления резистора R1 требует также увеличения сопротивления резистора R4, чтобы избежать насыщения биполярного транзистора. С увеличением R4 уменьшается ток через полевой и биполярный транзисторы, что влечет за собой уменьшения и S. Кроме того, начинают сказываться нелинейности вольт-амперной характеристики обоих транзисторов

Уменьшение порога открывания составного эмиттерного повторителя.

В схеме составного эмиттерного повторителя (рис. 4.35) для уменьшения нелинейных искажений, связанных с порогом открывания транзисторов, включен транзистор VT1 Напряжение между коллектором и эмиттером этого транзистора регулируется с помощью резистора R1. В результате рабочее напряжение смещения транзисторов VT2 и VT3 становится стабильным и не зависит от амплитуды входного сигнала. Кроме того, повышается температурная стабилизация выходных транзисторов

Усилитель с низкоомным входом.

Схема усилителя (рис. 4.36) состоит из двух транзисторов, где первый каскад собран по схеме с ОБ. Усилитель имеет малое входное сопротивление. Для схемы входным сигналом является ток, который определяется емкостью конденсатора. Коэффициент усиления описывается выражением K = jwh_21эR₂C при условии, что 1/wС > h_11б, где h_11б = 10 Ом — входное сопротивление транзистора в режиме с ОБ; h_21э — коэффициент передачи транзистора VT2. Усилитель для входного сигнала с частотой 1 кГц имеет коэффициент усиления приблизительно 100. Выходной сигнал сдвинут по фазе на 90° по отношению к входному. Этот сдвиг сохраняется в диапазоне частот от 20 Гц до 1 МГц. При построении двух и более каскадов можно применить интегральные микросхемы с набором транзисторов.

6. УСИЛИТЕЛИ С НЕПОСРЕДСТВЕННЫМИ СВЯЗЯМИ НА ТРАНЗИСТОРАХ

Малошумящий низкоомный предварительный усилитель.

Усилитель (рис. 4.37) имеет входное сопротивление 5 Ом. Низкое входное сопротивление каскада получено в результате применения в определенных отношениях ПОС и ООС. Часть эмиттерного сигнала транзистора VT2, поступающая на базу транзистора VT1, создает ООС, а коллекторный сигнал транзистора VT3 — ПОС.

Низкое входное сопротивление усилителя позволяет значительно уменьшить шумы усилителя. Спектральная плотность собственных шумов при разомкнутом входе составляет 2-10^-4 мкВ/Гц. Коэффициент усиления каскада равен примерно 40. Полоса пропускания определяется емкостью конденсатора С1.

Усилитель с непосредственной связью.

Усилитель с непосредственной связью (рис. 4.38) имеет коэффициент усиления 100-8000. Нестабильность коэффициента усиления в диапазоне температур от — 15 до +50 °C не более 2 %. Уровень шумов при закороченном входе не более 5 мкВ.

Эти характеристики усилителя обеспечиваются за счет глубокой ООС по постоянному току с помощью резистора R5. Малые напряжения между базами и коллекторами транзисторов обеспечивают низкий уровень шумов. Частотная характеристика усилителя в основном определяется входным конденсатором С1. Низшая граничная частота, на которой сигнал падает на 3 дБ, определяется по формуле f = 0,2/CR_вх, где емкость — в микрофарадах, сопротивление — в килоомах, частота — в герцах. Входное сопротивление усилителя зависит от сопротивления резистора R5. Для различных сопротивлений R5 в табл. 4.1 приведены значения входного сопротивления и коэффициента усиления.

Выходной неискаженный сигнал составляет 30–50 % от напряжения источника питания. Для устранения возбуждения усилителя первые два каскада следует питать от стабилитрона или применять в цепи питания конденсатор емкостью более 100 мкФ. Регулировка усилителя осуществляется подбором сопротивления резистора R7. Напряжение в эмиттере транзистора VT4 должно равняться половине напряжения питания.

Малошумящий усилитель с непосредственной связью.

Усилитель (рис. 4.39), предназначен для усиления сигнала с головки магнитофона. Сигнал составляет несколько милливольт. Коэффициент передачи усилителя равен приблизительно 70 дБ. Максимальное выходное напряжение равно 6 В. Для уменьшения собственных шумов транзисторы работают в режиме микротоков. Частотная характеристика усилителя может регулироваться в широких пределах резистором R7. При этом меняется верхняя граничная частота.

Широкополосный малошумящий усилитель.

Усилитель (рис. 4.40) предназначен для работы с сигналами до 10 мВ и в по лосе частот от 10 Гц до 30 кГц. Для уменьшения собственных шумов в двух первых каскадах применены высокочастотные транзисторы в режиме малых коллекторных токов. Ток транзистора VT1 равен 40 мкА, а ток транзистора VT2 — 100 мкА. Включение в третьем каскаде транзисторов разных типов проводимости упростило межкаскадное соединение и улучшило температурную стабильность. Включение в эмиттер транзистора VT3 стабилитрона позволило увеличить напряжение в коллекторе транзистора VT2 и тем самым увеличить коэффициент усиления усилителя. Напряжение пробоя стабилитрона определяет динамический диапазон выходного сигнала. Коэффициент усиления может составлять до 5∙10⁴. В полосе пропускания уровень собственных шумов, приведенный ко входу, лежит в пределах от 1,5 до 2,5 мкВ.

Усилитель с большим входным сопротивлением.

В усилителе (рис. 4.41) применена гальваническая связь между каскадами. Транзисторы VT1-VT3 работают при нулевом напряжении коллектор — база. Параметры усилителя стабилизированы ООС через резистор R1. Рабочая точка транзистора VT1 устанавливается резисторами R4 и R5. Усилитель рассчитан на работу в диапазоне частот от 50 Гц до 10 кГц. Коэффициент усиления равен 700 при входном сопротивлении 50 кОм. Максимальная амплитуда входного сигнала равна 3 В. Напряжение шума на выходе менее 10 мкВ. Усилитель может работать при температуре от —50 до +50 °C. При температуре —50 °C коэффициент усиления уменьшается в два раза.

7. УСИЛИТЕЛИ С ЧАСТОТНО-ЗАВИСИМЫМ КОЭФФИЦИЕНТОМ УСИЛЕНИЯ

Усилитель с регулируемой в широком диапазоне частотной характеристикой.

Регулировка частотной характеристики в схеме (рис. 4.42) осуществляется двумя резисторами: в области высоких частот — резистором R2, в области низких частот — резистором R4. На частоте 30 Гц коэффициент усиления меняется от +19 до —22 дБ, а на частоте 20 кГц — от +19 до —19 дБ. Среднее положение потенциометров дает равномерную частотную характеристику. При этом коэффициент усиления схемы равен 0,9. При выходном сигнале менее 250 мВ коэффициент гармоник менее 0,1 %, при 2В — нелинейные искажения возрастают и становятся 0,9 % на частоте 12,5 кГц. Формы АЧХ при крайних положениях движков R2 и R4 показаны на графике рис. 4.42.

Широкополосный усилитель с управляемой частотной характеристикой.

Усилитель (рис. 4.43) имеет ступенчатую раздельную регулировку по низким и высоким частотам. Дискретность регулировки 2 дБ. Диапазон регулирования от — 12 до +12 дБ. Коэффициент гармоник порядка 0,1 %. Полоса пропускания равна от 10 Гц до 200 кГц. Формы АЧХ при ступенчатом регулировании показаны на графике рис. 4.43.

Низкочастотный усилитель.

Усилитель (рис. 4.44) имеет регулируемую форму АЧХ и коэффициент усиления более 10³. Он обладает минимальными нелинейными искажениями, которые получены за счет ООС через резистор R2. Для устранения самовозбуждения усилителя в схеме предусмотрены два конденсатора (С1 и С7). Пределы регулирования АЧХ проиллюстрированы на графике рис. 4.44.

Усилитель с регулируемой частотной характеристикой.

Усилитель (рис. 4.45) имеет коэффициент усиления 20 дБ. На граничных частотах 30 Гц и 20 кГц можно регулировать коэффициент усиления в диапазоне ±20 дБ. Выходной сигнал имеет нелинейность порядка 0,01 %. Максимальная амплитуда выходного сигнала 8 В.

Предварительный усилитель для магнитного звукоснимателя.

Усилитель (рис. 4.46) предназначен для выравнивания частотной характеристики магнитного звукоснимателя при стереофоническом воспроизведении звука. Совместно со звукоснимателем на выходе усилителя получается равномерная амплитудно-частотная характеристика в полосе от 20 Гц до 20 кГц. Для уменьшения собственных шумов усилителя, оба транзистора работают в режиме микротоков. Коэффициент усиления на частоте 1 кГц равен 36 дБ. Входное сопротивление усилителя равно 50 кОм. Частотная зависимость коэффициента усиления приведена на графике рис. 4.46.

Логарифмический усилитель с динамическим диапазоном 60 дБ.

Для получения логарифмического закона изменения выходного сигнала применяется усилитель с большим выходным сопротивлением, который работает на диод (рис. 4.47). Большое выходное сопротивление усилителя по переменному сигналу обеспечивается включением динамической нагрузки в цепь коллектора транзистора VT3 — составного эмиттерного повторителя, в базовую цепь которого подается выходной сигнал. В результате этого в эмиттере транзистора VT2 будет сигнал, близкий к сигналу в коллекторе VT3. Через резистор R5 отсутствует ток сигнала. Получается эквивалентное сопротивление около 250–500 кОм. С этим выходным сопротивлением усилитель работает на диодную нагрузку. Диоды определяют логарифмический закон изменения выходного сигнала. Зависимость U_вых усилителя от U_вi проиллюстрирована на графике рис. 4.47.

Суммирующий усилитель.

Усилитель (рис. 4.48) позволяет подключить на вход три источника сигнала с различными выходными сопротивлениями. Ко Входу 1 подключают микрофон, выходной сигнал которого около 2 мВ. Звукосниматель с выходным сигналом 100 мВ подключают ко Входу 2. Магнитофон, выходной сигнал которого 250 мВ, можно подключить ко Входу 3. Все датчики хорошо изолированы один относительно другого, поскольку на входе ОУ поддерживается нулевой уровень.

Модуляционный усилитель.

Усилитель (рис. 4.49) построен по принципу модуляция — демодуляция. Низкочастотный входной сигнал преобразуется в импульсный. Импульсный сигнал проходит через три каскада усиления.

На выходе расположен синхронный детектор, который восстанавливает первоначальное состояние входного сигнала. При модуляции входного сигнала возникают переходные процессы, которые искажают выходной сигнал. Искажения возникают из-за разделительных конденсаторов. Для устранения переходных процессов в измерительном усилителе, применяют цепи компенсации. Входной сигнал цепи компенсации проходит через эмиттерный повторитель, собранный из части микросхемы DA1, и подается на вход 2 дифференциального усилителя микросхемы К122УД1. На вход 1 подается модулированный сигнал. Резистором R3 добиваются такого положения, при котором постоянная составляющая в модулированном сигнале отсутствует. Так, если модулятор преобразует входной сигнал в импульсы одной полярности; то в результате действия цепей компенсации на выходе первого каскада усилителя действует уже двухполярный импульсный сигнал. Таким образом, на переходных конденсаторах не происходит изменения напряжения при изменении амплитуды входного сигнала.

Введение цепей компенсации не влияет на дрейф нуля усилителя. Трехкаскадный усилитель имеет коэффициент усиления 1000, порог чувствительности 100 мкВ. Частота модуляции равна 40 кГц.

8. ЭЛЕКТРОМЕТРИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ

Двухкаскадный электрометрический усилитель.

Усилитель состоит из двух звеньев (рис. 4.50) — интегрирующего на DA1 и VT и пропорционально интегро-дифференцирующего DA2. Выходное напряжение связано с входным током, протекающим через R1, выражением U_вых = I_вхR₅C₂/C₁. Измеряемый входной ток вызывает линейное изменение напряжения на выходе ОУ DA1, причем скорость изменения пропорциональна входному току и обратно пропорциональна емкости конденсатора С1, Второе звено в пределах действия дифференцирующей цепи R5C2 проводит дифференцирование выходного напряжения усилителя DA1.

Временной дрейф входного тока за 24 ч составляет 5∙10¹⁷ А, а температурный дрейф равен 5∙10^-18 А/град. Зависимость двойной амплитуды шумового тока, приведенного ко входу, от полосы пропускания приведена на графике рис. 4.50.

Для удовлетворительной работы схемы следует использовать конденсаторы с минимальными утечками. Для устранения перегрузки усилителя желательно применение устройства автоматического сброса напряжения на интегрирующих конденсаторах, наличие которого проиллюстрировано контактами К1 и К2, включенными параллельно С1 и С3.

Термостабильный электрометрический усилитель.

Электрометрический усилитель (рис 4.51) позволяет измерять минимальный ток 10^-5 А. При этом выходное напряжение составляет около 50 мВ. Усилитель содержит входной каскад на сборке полевых транзисторов DA1 и ОУ DA2 в дифференциальном включении. Для балансировки схемы служат потенциометры R5 и R10. Для повышения стабильности схемы желательно к выводу 8 микросхемы DA1 подключать резисторы, аналогичные подключенным к выводу 6. Это приводит к полной балансировке входных транзисторов Временной дрейф схемы равен 20 мВ/ч, а температурный — 5 мВ/град.

Усилитель с компенсацией.

Усилитель (рис. 4.52) усиливает сигналы в широкой полосе частот. Верхняя граничная частота определяется сопротивлением резистора R1. Расширение частотного диапазона получено за счет уменьшения емкости затвор — сток транзистора VT1. Это достигается тем, что через стабилитрон VD1 с выхода усилителя на сток транзистора VT1 подано напряжение ООС. Схема обладает входным сопротивлением более 10¹⁰ Ом.

Усилитель с регулируемой ООС.

Усилитель (рис. 4.53) при коэффициенте усиления в пределах 10 обладает входным сопротивлением более 10¹⁰ Ом. Коэффициент усиления может меняться в достаточно широких пределах с помощью потенциометра R5. Форма АЧХ усилителя в зависимости от сопротивления R₀ проиллюстрирована графиках рис. 4.53. В полосе 50 кГц напряжение шума усилителя равно 1–2 мкВ. При использовании вместо микросхемы DA1 полевых транзисторов типа КП303В не рекомендуется устанавливать коэффициент усиления более 10. В этом случае необходимо также обращать внимание на температурный и временной дрейфы.

Простой мостовой электрометрический усилитель.

Электрометрический усилитель (рис. 4.54) состоит из транзисторно-резисторного моста и усилителя на микросхеме и позволяет измерять входной ток до 2∙10^-15 А. В усилителе применен полевой транзистор VT, входное сопротивление которого более 10⁷ Ом. Динамический диапазон входного напряжения ±0,7 В. Коэффициент усиления схемы равен 10. Верхняя граничная частота усилителя зависит от выходного сопротивления генератора сигнала и входной емкости полевого транзистора VT.

Мостовой электрометрический усилитель.

Усилитель собран по мостовой схеме (рис. 4.55), в одно плечо которого включен полевой транзистор VT.

Для уменьшения температурного дрейфа усилителя в схему введены элементы подстройки режима работы полевого транзистора и балансировки моста. Напряжение на истоке транзистора устанавливается с помощью подстроечного резистора R3. Балансировка моста осуществляется построечным резистором R4. В схеме моста желательно использовать резисторы с малым температурным дрейфом. При использовании проволочных резисторов, вызывающих температурный дрейф выходного напряжения 700 мкВ/град, что значительно выше температурного дрейфа от полевого транзистора (4–7 мкВ/град), компенсации температурного дрейфа следует добиваться с помощью терморезистора R6. В этом случае температурный дрейф может быть снижен до 40 мкВ/град.

Выходной сигнал моста усиливается микросхемой, необходимый коэффициент усиления которой устанавливается резистором R7. Вся схема охвачена общей ООС. Эта связь осуществляется резисторами R1 и R8-R10. Усилитель может быть использован для измерения тиков порядка 10^-13 — 10^-12 А. Чувствительность схемы равна 3∙10^-14 А при соотношении сигнал-шум, равном 3. Диапазон входных напряжений 0,6–6 В. Температурный дрейф 40 мкВ/град. Временной дрейф 10^-18 А/ч. Полоса пропускания 0–7 Гц. Кроме интегральной микросхемы К140УД1Б в устройстве можно применить микросхему К153УД1.

Электрометрический усилитель.

Электрометрический усилитель (рис. 4.56) позволяет измерять входные токи 5∙10^-16 — 5∙10^-12 А. На входе усилителя применен полевой транзистор VT в схеме истокового повторителя. Сигнал с истока полевого транзистора подается на вход ОУ. Для уменьшения временного и температурного дрейфов полевого транзистора ток через него (0,3 мА) стабилизирован резисторами R1 и R2 и стабилитроном VD2. Сопротивление резистора R2 следует подбирать с учетом разброса параметров полевого транзистора. Для получения малой рассеиваемой мощности транзистором VT потенциал стока ограничивается стабилитроном VD2.

Выходной сигнал полевого транзистора подается на инвертирующий вход интегральной микросхемы. На неинвертирующий вход этой микросхемы подается постоянное напряжение, с по мощью которого согласуются входы усилителя по постоянному уровню. Резистор R8 осуществляет грубую, резистор R7 — плавную балансировку ОУ. Для уменьшения статического заряда в цепи затвора полевого транзистора служит резистор R4 Параллельно этому резистору может быть включена цепочка R5C1, которая увеличивает коэффициент усиления и расширяет полосу пропускания усилителя. Постоянная времени при этом уменьшается с 0,1 до 15 мс. С расширением полосы шум усилителя увеличивается до 2∙10^-15 А (для узкой полосы он не превышает 8∙10^-18 А). Максимальное выходное напряжение ±5 В. Дрейф нуля составляет 0,9 мВ в диапазоне температур 20° — 45 °C. Временной дрейф ±0,9 мВ/ч.

Дифференциальный электрометрический усилитель.

Входной каскад усилителя (рис. 4.57) выполнен по дифференциальной схеме на полевых транзисторах. Для стабилизации параметров усилителя применена 100 %-ная ООС. При разомкнутой цепи ОС коэффициент усиления составляет 10⁴.

Постоянная времени входной цепи для R1 = 10¹² Ом равна 0,1 с, а для R1 = 10¹¹ Ом — 10 с. Такого же порядка выбирается постоянная времени на выходе ОУ. Временной дрейф за 1 ч равен 0,5 мВ для R1 = 10¹² Ом и 3 мВ для R1 = 10⁴ Ом. Температурный дрейф в диапазоне от — 30 до 4-50 °C менее 0,1 мВ/град при R1 = 10¹² Ом. Шумы на выходе составляют 1,5 мВ для R1 = 10¹² Ом и 3 мВ для R1 = 10¹⁴ Ом. Пороговая чувствительность для 10¹² Ом составляет 1,5∙10^-15 А, а для 10¹⁴ Ом — 3∙10^-17 А. При замене микросхемы К140УД1Б на микросхему К153УД1 в два раза увеличивается шумовая составляющая сигнала на выходе схемы.

Повторитель напряжения.

Повторитель (рис. 4.58) собран на двух интегральных микросхемах. Предварительный дифференциальный каскад выполнен на сборке полевых транзисторов DA1. Входное сопротивление его равно 2∙10⁹ Ом. Для стабилизации режима половых транзисторов по току в цепь истоков включен генератор тока на транзисторе VT. Температурная стабилизация коллекторного тока транзистора VT осуществляется с помощью диода VD1. Выходной сигнал дифференциального каскада поступает на входы ОУ. Связь выхода ОУ с затвором правого (по схеме) полевого транзистора обеспечивает 100 %-ную ООС. Для устранения самовозбуждения в схему введены две корректирующие цепочки, состоящие из элементов R7, C1, С2, С3. При разомкнутой ОС общий коэффициент усиления составляет 80 дБ. Верхняя частота полосы пропускание равна 50 кГц. Коэффициент ослабления синфазного входного напряжения не менее 70 дБ, а температурный дрейф не более 5 мкВ/град.

Усилитель с ООС.

Усилитель (рис. 4.59) имеет входное сопротивление 5 МОм при полосе пропускания от 2 Гц до 100 кГц. Коэффициент усиления не менее 10³. Максимальная амплитуда неискаженного выходного сигнала 5 В. Усилитель устойчиво работает в диапазоне температур от — 20 до +60 °C. Стабильность параметров усилителя достигнута полной ООС по постоянному току. Полоса пропускания может быть уменьшена изменением параметров цепочки R6, С2. Транзисторы VT1 и VT2 могут быть заменены на интегральную микросхему К504НТ4, в которой транзисторы незначительно отличаются между собой по параметрам. Это позволит значительно улучшить параметры усилителя. Кроме того, транзисторы VT3 — VT5 можно заменить микросхемой К198НТ4. При замене транзисторов микросхемой необходимо уменьшить напряжение питания.

9. УСИЛИТЕЛИ С НЕПОСРЕДСТВЕННЫМИ СВЯЗЯМИ

Широкополосный усилитель на микросхеме К140УД5А.

Усилитель (рис. 4.60) имеет полосу пропускания от 20 Гц до 2 МГц. Максимальный коэффициент усиления схемы равен 100, при коэффициенте усиления каждого каскада 10 раз. Введение в схему аттенюатора позволяет регулировать коэффициент усиления дискретно с шагом 10. Для устранения самовозбуждения ОУ должны быть включены следующие корректирующие элементы: между выводами 2 и 4 — конденсатор емкостью 18 пФ и между выводами 2 и 12 — емкостью 56 пФ.

Широкополосный предусилитель.

Сигнал на вход усилителя (рис. 4.61) поступает от датчика с большим внутренним сопротивлением через кабель. Емкость кабеля значительно ограничивает полосу частот передаваемого сигнала. Для компенсации емкости на экранирующую оплетку кабеля подается выходной сигнал. Для защиты от внешних помех кабель помещается в дополнительный экран. Такая схемная нейтрализация емкости кабеля позволяет расширить полосу пропускания усилителя до 30 кГц при выходном сопротивлении датчика около 10 МОм.

Входной сигнал с центральной жилы кабеля поступает на затвор истокового повторителя на VT1, нагрузкой которого является транзистор VT2. Применение динамической нагрузки у полевого транзистора позволяет получить входное сопротивление усилителя более 50 МОм. К выходу истокового повторителя подключается, усилитель на транзисторах VT3 и VT4, охваченных ООС. Коэффициенты усиления каскада на VT3, VT4 устанавливается резистором R6. С выхода этого усилителя сигнал ООС подается на внутренний экран кабеля. Степень компенсации зависит от коэффициента усиления на VT3, VT4. Емкость кабеля ослабляется в 1/(1 — К) раз, где К близок к 1. В результате можно получить эквивалентную емкость на входе кабеля не более 1 пФ. Уровень собственных шумов усилителя не превышает 200 мкВ, динамический диапазон — 1,5 В, полоса пропускания 1 Гц — 30 кГц.

Повторитель с большим динамическим диапазоном.

Истоковый повторитель (рис. 4.62) имеет входное сопротивление более 10⁹ и входную емкость менее 2 пФ. Большой диапазон входных сигналов (около 240 В) достигается применением высоковольтного источника и соответствующих транзисторов. Полевой транзистор питается от дополнительного источника U_a. Поскольку один вывод источника Е подключен к выходу, то образуется следящая ОС, которая уменьшает емкость затвор — сток.

Истоковый повторитель.

Повторитель сигналов (рис. 4.63) имеет входное сопротивление около 10¹⁰ Ом. Коэффициент передачи равен 0,998, Входной каскад повторителя построен на полевом транзисторе, к выходу которого подключен составной эмиттерный повторитель на транзисторах VT2 и VT3. Для стабилизации работы входного каскада на VT1 в сток включен генератор тока на транзисторе VT4, напряжение на базе которого застабилизировано диодом VD1 и введена цепочка стабилитронов VD2, VD3. Диод VD2 позволяет обеспечить постоянную разность потенциалов между затвором и стоком при изменениях входного напряжения на затворе. Диод VD3 стабилизирует напряжение на резистор R3 и, следовательно, ток стока транзистора VT1. Ток стока транзистора VT1 выбирают на порядок меньше тока, протекающего через диоды VD2 и VD3. Гальваническая связь всех элементов позволяет использовать схему для передачи сигналов низких и инфранизких частот. Входной сигнал не должен превышать 2 В.

Малошумящий предусилитель.

На входе усилителя (рис. 4.64) применен полевой транзистор в схеме ОИ. Второй каскад выполнен на биполярном транзисторе по схеме ОЭ. В усилителе две петли ООС. С коллектора транзистора VT2 через цепочку R6, С3 сигнал ОС подается в исток полевого транзистора, а с истока через конденсатор С2 и резистор R3 — на затвор VT1. Наличие второй ООС позволяет увеличить входное сопротивление усилителя до десятков мегаом и существенно уменьшить входную емкость. Значение входной емкости ограничивается емкостью монтажа и лежит в пределах 5-10 пФ. Коэффициент усиления схемы может быть выбран в широких пределах — от 1 до 100, при этом сответственно меняется и верхняя граничная частота полосы пропускания. Для коэффициента усиления, равного 4, полоса пропускания составляет 100 Гц — 40 МГц. Уровень шумов, приведенный ко входу, равен 100 мкВ при входном сопротивлении 30 МОм. Максимальное выходное напряжение равно ±1,5 В при коэффициенте гармоник не более 5 %. Диапазон температур от — 60 до +60 °C.

10. МНОГОКАСКАДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Усилитель с нейтрализацией.

Усилитель на полевых транзисторах (рис. 4.65) работает в широком диапазоне температур от — 196 до +85 °C. Режим по постоянному току устанавливается резисторами автосмещения R3, R6 и R8 таким образом, чтобы рабочая точка полевых транзисторов соответствовала минимальному температурному дрейфу тока стока Полоса пропускания усилителя равна 10 Гц — 1 МГц. Широкополосность обеспечивается малой входной емкостью. Уменьшение влияния емкости полевого транзистора достигается нейтрализацией, осуществляемой за счет ООС в исток и сток входного транзистора. Входная емкость лежит в пределах 1–2 пФ. Шумы усилителя эквивалентны сопротивлению 10 кОм для температуры 77 К и 50 кОм для температуры 293 К. Входное сопротивление усилителя около 8 МОм, а выходное — около 100 Ом.

Транзисторный широкополосный усилитель.

Коэффициент усиления усилителя (рис. 4.66) в полосе частот от 5 Гц до 15 МГц составляет около 15 дБ. Усилитель охвачен глубокой ООС, что обеспечивает стабильность его основных характеристик. Защита от самовозбуждения обеспечивается выбором необходимых соотношений постоянных времени каскадов. Для уменьшения нижней граничной частоты полосы пропускания применяется полевой транзистор, обеспечивающий входное сопротивление около 2 МОм. Большое входное сопротивление каскада позволяет уменьшить емкость конденсатора С1. Нагрузкой цепи стока полевого транзистора VT2 является генератор тока на транзисторе VT1. Эта динамическая нагрузка дает возможность увеличить усиление первого каскада и тем самым глубину ООС. Кроме того, эта же нагрузка позволяет уменьшить нелинейные искажения входного каскада и довести их до 0,2 % в полосе частот до 3 МГц. Для уменьшения выходного сопротивления входного каскада применяется эмиттерный повторитель на транзисторе VJ3. Транзистор VT4 увеличивает общий коэффициент усиления и обеспечивает необходимый базовый ток транзистора VT5, который работает на низкоомную нагрузку. Усилитель работает в диапазоне температур от — 10 до +50 °C.

Усилитель с непосредственной связью.

В усилителе (рис. 4.67) используется непосредственная связь между каскадами. Коллекторные токи транзисторов относительно невелики. В этой связи шумы усилителя сведены к минимуму и составляют приблизительно 10 мкВ в полосе частот от 2 Гц до 100 кГц. Наличие полевого транзистора в первом каскаде позволяет получить входное сопротивление около 5 МОм. В случае необходимости увеличения входного сопротивления следует изменить сопротивление резистора R1. Шумы усилителя в этом случае возрастут. Коэффициент усиления можно менять от 100 до 4000 подстроечным резистором R7. Исключение из схемы конденсатора С1 позволяет использовать усилитель для передачи сигналов постоянного тока. При этом дрейф составит 1,5 мВ за 8 ч работы.

Чувствительный усилитель.

Схема (рис. 4.68) предназначена для усиления сигналов в диапазоне частот от 100 Гц до 1,2 МГц; коэффициент усиления порядка 10⁴. Входной шум при сопротивлении генератора 5 кОм равен 40 мкВ, максимальный выходной сигнал 1,5 В, входное сопротивление 2,5 МОм. Схема содержит пять каскадов усиления. Входной каскад на полевом транзисторе VT1 выполнен по схеме с ОИ. Два последующих каскада собраны по идентичной схеме. В этой схеме для стабилизации параметров усилителя применены две цепи ООС через резисторы R3 и R6, R12 и R15.

Последний каскад с ОС через R20 обеспечивает усиление около 20 и малое выходное сопротивление. Вместо дискретных компонентов возможно применение интегральной микросхемы К122УС1.

Широкополосный усилитель.

Усилитель состоит из трех каскадов (рис. 4.69). Каждый каскад имеет коэффициент усиления около 30. Полоса пропускания усилителя от 1 кГц до 1 МГц. При использовании транзисторов с более высокой граничной частотой, например КТ360 и КТ324, полоса пропускания может быть расширена до 100 МГц. Несмотря на то, что общий коэффициент усиления более 2∙10⁴, усилитель устойчив. Это происходит, в частности, за счет того, что каждый каскад питается от отдельного источника питания. Принцип построения усилителя можно использовать при создании резонансного усилителя с большим коэффициентом усиления.

11. КАБЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Усилитель с низкоомным выходом.

Усилитель (рис. 4.70) предназначен для работы на кабель с волновым сопротивлением 50 Ом. Коэффициент усиления равен единице. Максимальная амплитуда входного сигнала около 10 В. С помощью резистора R3 устанавливается нулевое напряжение на выходе. Входное сопротивление каскада более 50 кОм. Полоса пропускания усилителя более 10 МГц.

Транзисторы VT1 и VT3 находятся в открытом состоянии. При достаточно близких параметрах транзисторов на входе схемы получается потенциал, практически равный нулю. В то же время падение напряжения на базо-эмиттерном переходе транзистора VT1 служит открывающим потенциалом для транзистора VT2. Аналогичным образом связаны и транзисторы VT3 и VT4. По этой причине на выходе схемы отсутствует «ступенька» напряжения при переходе входного сигнала через нулевой уровень. Для устранения постоянного напряжения на выходе схемы, возникающего из-за разброса сопротивлений резисторов и параметров транзисторов, служат потенциометр R5 и резистор R4.

Микрофонный усилитель.

Усилитель (рис. 4.71) располагается в непосредственной близости от микрофона. Выходной сигнал усилителя снимается с резистора R4. Смещение в базу транзистора VT1 и температурная стабилизация усилителя обеспечиваются делителем R2 и R3. Резистор R1 является нагрузкой первого каскада и одно временно осуществляет ООС во втором каскаде. Обратная связь снижает нелинейные искажения и обеспечивает выходное сопротивление около 600 Ом. Нижняя граничная частота усилителя равна 16 Гц. Общий коэффициент усиления схемы (150–250) зависит от коэффициента передачи применяемых транзисторов.

Выносные предварительные усилители.

Для передачи сигналов датчиков, удаленных от измерительных устройств, применяются усилители (рис. 4.72), выходной сигнал которых и напряжение питания к которым проходят по одним и тем же проводам. Во всех усилителях нагрузка помещена на конце кабеля, а ток от источника питания проходит через нагрузочный резистор.

На рис. 4.72,а приведена простая схема усилителя со 100 %-ной ООС. Входное полное сопротивление усилителя равно R_вх = 2∙10³ МОм, С_вх = 2,5 пФ. Коэффициент передачи в диапазоне частот от 10 Гц до 50 МГц лежит в пределах 0,9–0,92. Шумы усилителя в полосе частот от 5 Гц до 300 кГц равны 10 мкВ для замкнутого входа, а при входной емкости 100 пФ — 12 мкВ. Для уменьшения внешних наводок на входные цепи необходима тщательная экранировка усилителя и использование на печатной плате компенсационных дорожек.

В схеме усилителя на рис. 4.72,б для компенсации входной емкости полевого транзистора применена динамическая нагрузка, выполненная на транзисторе VT2. Введение этого транзистора значительно увеличивает глубину ООС. Входное полное сопротивление усилителя равно R_вх > 3∙10³ МОм, С_вх < 1,1 пФ. Коэффициент усиления близок к единице.

Применение в схеме рис. 4.72, в дополнительного усилительного каскада на транзисторе VT3 в петле ОС ведет к сужению полосы пропускания, которая в данном случае составляет от 5 Гц до 7 МГц. Коэффициент передачи близок к единице. Входное сопротивление на низких частотах 8-10³ МОм, а входная емкость до частоты 1 МГц не превышает 0,09 пФ. Шум в полосе частот 5 Гц — 300 кГц равен 8 мкВ при замкнутом входе. При входной емкости 100 пФ шум не увеличивается. Однако для емкости 10 пФ шум равен 30 мкВ, при 1 пФ — 200 мкВ.

На входе усилителя, изображенного на рис. 4.72,г, отсутствует входной разделительный конденсатор. Этот усилитель имеет коэффициент усиления 12, входное сопротивление 500 МОм и входную емкость 2,7 пФ. Полоса пропускания ограничена частотой 1 МГц, поскольку применены низкочастотные полевые транзисторы. Уровень собственных шумов при емкости на входе 100 пФ равен 30 мкВ.

Схема усилителя рис. 4.72,д состоит из двух каскадов: истоковый повторитель — транзистор VT1 и усилителя на составном транзисторе с полной ООС. Напряжение между истоком и стоком полевого транзистора не превышает падения напряжения на переходе база — эмиттер транзистора VT2. Малое напряжение сток — исток полевого транзистора позволяет существенно уменьшить шумы усилителя в области низких частот. Основные параметры усилителя: входное сопротивление 800 МОм, входная емкость 0,5 пФ, коэффициент усиления 0,98 в диапазоне частот от 10 Гц до 1 МГц, напряжение шума 35 мкВ.

Антенный усилитель.

Двухтранзисторный усилитель (рис. 4.73,а) предназначен для работы в полосе частот от 100 кГц до 35 МГц. Усиление сигнала осуществляется транзистором VT1. Транзистор VT2 служит для уменьшения емкости нагрузки VT1 и стабилизации коэффициента усиления. Непосредственная связь между транзисторами и с выхода усилителя на базу VT1 при R4 стабилизирует режим работы усилителя как по постоянному, так и по переменному токам. Форма амплитудно-частотной характеристики усилителя зависит от емкости конденсатора С3. Эта зависимость показана на рис. 4.73,в. Меняя емкость конденсатора, можно добиться неравномерности частотной характеристики менее ±3 дБ. Влияние емкости конденсатора С3 на амплитудную характеристику проиллюстрировано на рис. 4.73,б.

Согласующий каскад.

При передаче импульсных сигналов через кабель уделяется большое внимание согласованию кабеля по входу и выходу. Если кабель не оканчивается согласованной нагрузкой, то одиночный импульс отражается в нем несколько раз. Чтобы избавиться от рассогласования, необходимо применить на выходе кабеля диодные ограничители. Когда импульсный сигнал с амплитудой 5 В приходит на базу выходного транзистора, то отраженный сигнал ограничивается диодом VD1 (рис. 4.74). Уничтожение паразитных выбросов отрицательной полярности осуществляется диодом VD2. Наличие двух диодов на выходе кабеля позволяет согласовать сигналы, передаваемые интегральной микросхемой на вход другой микросхемы.

12. МОСТОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Гальванометр.

Прибор (рис. 4 75) предназначен для измерения токов от 0,2 нА. Усилитель постоянного тока собран по дифференциальной схеме на полевых транзисторах. Измерительный прибор включен между истоками полевых транзисторов. Для уменьшения наводок переменного тока к затвору транзистора VTJ подключена цепочка C1, R2. Балансировка схемы осуществляется резистором R4. Компенсация влияния тока затвора VT1 реализуется подачей с подстроечного резистора R7 в цепь затвора VT1 через R1 напряжения подпитки. Для измерения токов 10 нА на вход необходимо подключить резистор с сопротивлением 100 МОм, для 100 нА — 10 МОм, для 1 мкА — 1 МОм, для 10 мкА — 100 кОм. Падение напряжения на входном резисторе не более 1 В.

Для уменьшения температурного дрейфа в схеме целесообразно применить согласованные по параметрам полевые транзисторы, которые находятся в микросхемах К504НТ1 — К504НТ4 с любым буквенным индексом.

Милливольтметр.

Прибор (рис. 4.76) переменного напряжения имеет входное сопротивление 2 МОм. Чувствительность определяется коэффициентом усиления, максимальное значения которого равно 10. В случае необходимости усиление можно увеличить за счет уменьшения сопротивления резистора R4.

Дифференциальный электрометрический усилитель.

С помощью усилителя (рис. 4.77) можно измерять токи до 10^-10 А. Входное сопротивление равно 1 ГОм, так что от максимального тока на нем развивается напряжение 100 мВ. Это напряжение подается на измерительную схему. С помощью резистора R4 устанавливается предел измерения. Нуль измерительного прибора или баланс усилителя осуществляется резистором R5, Верхний предел измеряемого тока можно увеличить, уменьшив включаемое на входе сопротивление. Суммарная погрешность усилителя не превышает 3 %.

Приставка для измерения малых токов.

Измеритель (рис. 4.78) собран по схеме дифференциального усилителя с полевыми транзисторами на входе. На выходе схемы стоит стрелочный прибор с пределом измерения 100 мкА. Большое входное сопротивление полевых транзисторов позволяет измерять токи до 10^-8 А. Пределы измерения можно менять, подключая различные входные резисторы R1. В этом случае необходимо менять и резистор R8, который включен последовательно со стрелочным прибором.

Для уменьшения чувствительности усилителя к посторонним помехам и наводкам его входная цепь включена по параллельной балансной схеме с введением в цепь истока стабилизатора тока, построенного на транзисторе VT5. Такое схемное решение позволило получить подавление синфазных помех более 80 дБ. С целью ограничения случайных перегрузок измерительного прибора к выходу подключают два параллельно соединенных диода. Они замыкают накоротко выход при напряжении на них любой полярности, превышающем 0,5 В. Для уменьшения ошибки измерения тока конденсатор во входной цепи должен иметь сопротивление изоляции более 10¹³ Ом. Указанные на схеме сопротивления резисторов R3, R9 и R16 соответствуют напряжению отсечки полевых транзисторов, равному 1,5 В. В этом случае напряжение смещения на затворе, соответствующее термостабильной точке, составляет примерно 0,8 В, а ток покоя стока равен 0.7 мА. Для других параметров полевых транзисторов сопротивления резисторов, отмеченных звездочкой, должны быть подобраны.

Вольтметры на полевых транзисторах.

Простои вольтметр постоянного тока (рис. 4.79,а) позволяет измерять напряжения от — 1 до + 1 В. Входное сопротивление более 100 МОм. При нулевом напряжении на входе через измерительный прибор протекает ток, значение которого регулируется резистором R2. С помощью этого резистора — стрелка прибора устанавливается в середине шкалы.

Для компенсации тока покоя полевого транзистора возможно применение мостовой схемы (рис. 4.79,б). Одно плечо моста образовано полевым транзистором, а другие — резисторами R2, R4-R6.

С помощью резистора R5 устанавливается нулевое положение стрелки измерительного прибора. Положение рабочей точки транзистора задается смещением на затворе с помощью резистора R6 Полное отклонение стрелки прибора соответствует подаче на вход напряжения 0,3 В. Пределы измерений можно менять подбором резистора R3. Для увеличения чувствительности вольтметра в два раза можно применить схему с двумя полевыми транзисторами (рис 4.79,в).

Эта симметричная мостовая схема нечувствительна к изменению питающего напряжения.

Дифференциальный измеритель малых токов.

Схема (рис. 4.80,а) позволяет измерять ток до 10^-14 А, Это достигнуто благодаря использованию в схеме полевых транзисторов VT1 и VT2 с изолированным затвором. Биполярные транзисторы уменьшают выходное сопротивление каскада. С помощью резистора R3 балансируются плечи моста. Пределы измерения можно регулировать резистором R4. При хорошо подобранных полевых транзисторах схема нечувствительна к изменению питающего напряжения. При значительных I_кво транзисторов в VT3 и VT4 целесообразно ввести резисторы сопротивлением 3 кОм между базой и эмиттером.

В схеме рис. 4.80,б применены полевые транзисторы, которые имеют входной ток 10^-9 А. Начальный ток стока равен примерно 500 мкА. Крутизна равна 0,2.

13. ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Повторители с большим входным сопротивлением.

На рис. 4.81,а изображен повторитель с входным сопротивлением 220 МОм. В этом повторителе для температурной стабилизации в цепь истока включен генератор тока. Ток стока полевого транзистора соответствует его термостабильной точке. Следует учесть, что протекающий через полевой транзистор ток меняется в зависимости от входного сигнала. Нагрузочная способность схемы определяется транзистором VT2. Выходное сопротивление каскада менее 10 Ом. Напряжение входного сигнала ±6 В. Частотный диапазон работы от 0 до 10⁶ Гц. Температурный дрейф нуля равен 100 мкВ/град.

Усилитель на рис. 4.81,б имеет коэффициент усиления от 10 до 100 в зависимости от сопротивления резистора R9 в цепи ООС. Установка нулевого значения постоянного напряжения на выходе осуществляется резистором R2. Диапазон изменения входного сигнала от — 1 до +1 В. Частотный диапазон работы схемы от 0 до 1 МГц. Выходное сопротивление равно 10 Ом. Температурный дрейф нуля составляет 50 мкВ/град.

Широкополосный усилитель.

Усилитель (рис. 4.82) построен на двухсоставных повторителях на транзисторах VT1, VT2 и VT5, VT6. За счет глубокой ООС осуществляется компенсация емкости затвор — исток полевого транзистора. Эта компенсация позволяет поднять граничную частоту повторителя до 1 МГц. Дифференциальный сигнал с повторителей подается на усилитель, который объединяет выходы. Коэффициент усиления определяется отношением резисторов R₆/R₅.

Пиковый вольтметр.

Прибор (рис. 4.83) имеет чувствительность 20 мВ при полном отклонении стрелки измерительного прибора. Полоса пропускания устройства от 2 Гц до 10 кГц.

Измеритель малых сигналов.

Измеритель (рис. 4.84) построен на ОУ, в цепи ОС которого включен диодный мост. Входное напряжение на неинвертированном входе будет скомпенсировано напряжением ОС на инвертированном входе. Ток, протекающий в цепи ОС, равен U_вх/R₁. Индикаторный прибор с пределом измерения I_mах = 100 мкА регистрирует входные сигналы с амплитудой U_вх= R₁∙I_max Чтобы уменьшить минимально возможный входной сигнал, необходимо уменьшить сопротивление резистора R1. Так, для R1 = 10 Ом U_вх=1 мВ. Амплитуда выходного сигнала ОУ равно 0,9 В. В схеме можно применить любой ОУ: К140УД1-К140УД8, К153УД1, К284УД1.

Чувствительный измеритель.

Измерительное устройство (рис. 4.85) обладает чувствительностью 10 мВ при отклонении стрелки измерительного прибора на всю шкалу. Полоса рабочих частот от 10 Гц до 100 кГц. Максимальный коэффициент усиления более 100. Требуемый коэффициент усиления устанавливается с помощью резистора R5. Установка нуля прибора осуществляется регулировкой напряжений в коллекторах транзисторов VT2 и VT3. Грубая регулировка выполняется с помощью резистора R4, который изменяет ток, протекающий через полевые транзисторы. Точная настройка выполняется резистором R3. Измеритель рассчитан на парафазный входной сигнал.